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為了使運行中的不間斷電源(UPS)保持輸入、輸出的電壓、頻率和相位一致性，結合鎖相環原理，并利用單片機實現了高精度的數字鎖相環。
通過捕獲中斷和周期中斷獲取的輸入、輸出相差，經過分段式變PI控制器，計算出載波周期的補償量，采用分組線性插補再調制技術，改變了每個載波周期值，從而實現了高精度數字鎖相功能。在此，給出了硬件實現電路及軟件流程圖。通過實驗驗證了該方案的可行性。
1 引言
隨著信息技術的迅速發展和計算機的日益普及，對電源系統供電質量和可靠性的要求越來越高，不間斷電源(UPS)的應用也越來越廣泛。在運行時，要求UPS的輸出電壓、頻率和相位都與市電保持一致，這樣才能在市電發生變化時保證UPS向負載提供不間斷、穩定的電能，且不對負載產生過大的沖擊。所以，UPS中的逆變器須有鎖相環節，以保證UPS與市電的同步。同步鎖相控制應具備下述功能：
①當電網頻率滿足精度要求時，使逆變器與電網同步運行；
②當電網頻率超出精度要求范圍或電網發生故障時，使逆變器與內部高精度的基準頻率同步運行。此外，兩種狀態之間的轉換要平穩，以免造成轉換過程中逆變器工作頻率的劇烈抖動。
鎖相可分為模擬鎖相和數字鎖相。與傳統的模擬鎖相相比，數字鎖相不僅能簡化硬件電路的設計，降低成本，還可解決模擬電路中需要調整電路參數，以及器件的老化和溫漂等問題，大大提高了電路的可靠性和鎖相精度。在此，討論了逆變器的輸出電壓數字鎖相技術[1,2]。
2 數字鎖相環
2.1 鎖相原理
鎖相環是一個閉環的相位控制系統，能夠自動跟蹤輸入信號的頻率和相位。圖1示出普通的模擬鎖相環控制框圖。它由鑒相器(PD)、低通濾波器 (LPF)和壓控振蕩器(VCO)組成。通過將VCO的輸出電壓信號uout(t)和電網電壓的采樣信號uin(t)這兩路頻率與相位不同的信號送入鑒相器，生成誤差信號Ue(t)，該信號是相位差的線性函數。ue(t)經過低通濾波器后輸出電壓信號UD(t)。VCO在uc(t)的控制下將改變uout(t)的頻率和相位，以減小uout(t)的頻率和相位差。
在UPS的數字化控制中，傳統的模擬鎖相環改變為用軟件實現的數字鎖相環。旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi分別經過過零檢測電路轉換為方波信號，單片機的捕獲單元在捕獲到方波信號每個上升沿到來時，讀取定時器的計數值。圖2示出電壓捕獲示意圖。
旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi這兩個捕獲單元共用一個定時器的計數器，計數器溢出時自動清零。用每一次的旁路電壓上升沿時刻減去之前的輸出電壓上升沿時刻即為uoi與ub的相位差。圖3示出數字鎖相的實現。
2.2 數字鎖相方法
對采用SPWM 控制的逆變器，可固定載波比N(N=fc/f1)，通過改變三角載波周期Tc，即頻率fc，可改變輸出的交流電壓基波頻率f1。這里正是采用這種方法來調節逆變器的輸出電壓和輸出頻率，從而相應地調節相位，以完成逆變器輸出頻率的相位跟蹤市電的鎖相過程。在圖3中，若Td ，則uoi的相位超前ub，需要增大逆變器的輸出載波周期T1PR值；反之若Td>T/2，則uoi的相位滯后ub，需要減小逆變器的輸出載波周期T1PR值，直至Td在允許范圍內，即實現了鎖相。
為了實現對電網電壓、頻率和相位的跟蹤，可利用一個比較器進行過零檢測，以提高抗干擾能力及保證檢測的快速性，工程上所用的比較器一般為滯環比較器。圖4示出過零檢測滯環比較器電路及其輸出波形。
為了實現鎖相，程序中采用了一個單增模式計數器，計數溢出后自動清零，由單片機的定時器TA來充當。同時設定兩個寄存器ophs和kx。當逆變器的輸出電壓上升沿發生觸發中斷時，將捕獲通道的計數值賦給ophs；同理，當ub中斷時，將捕獲通道的計數值賦給kx，兩值相減即為相位差。
2.3 數字鎖相環路傳函
在數字鎖相控制中，圖1的環路濾波器用比例積分環節替代，壓控振蕩器變成數控振蕩器，并通過相位累加器予以實現。改變uoi的相位，以跟蹤輸入電壓的相位是非常困難的，因此在實際中一般通過改變逆變器的 頻率來達到跟蹤輸入電壓相位的目的。這里也正是采用這種方法來鎖相的，所以逆變器可等效為純積分環節。
為了保證穩態時逆變器跟蹤電網相位的誤差為零，環路濾波器采用分段式變PI調節器，PI調節器的傳遞函數表達式為：(1)
式中Kp,KI——比例環節和積分環節的系數
當采樣周期很短時，映射到z域時有(2)
在數字控制中，由文獻[3]可知，數控振蕩器的z域傳遞函數為： (3)
式中ω——輸入
電壓角頻率
z-1——延時一個采樣周期
T——鎖相環的采樣周期，T=2π/ω
針對環路各部分環節，系統的閉環傳遞函數為： (4)
式中K1——比例環節P參數
K2——積分環節I參數
特征方程為：
z2+(K1+K2-2)z+(1-K1)=0(5)
根據離散系統奈奎斯特判據，環路穩定的充分必要條件是閉環傳遞函數特征方程的特征根全部位于z平面的單位圓內，解得環路的穩定條件為K1> 0;K2>0；2K1+K2<4。由此可確定P和I的參數值。
2.4 數字鎖相程序
程序上安排單片機的兩個捕獲中斷程序及周期中斷程序，以完成檢測和計算任務。
(1)逆變輸出電壓捕獲中斷程序 該程序的任務是實現逆變器的輸出電壓過零點的檢測及時刻的讀取。當CAP口捕獲到逆變器的輸出電壓對應的方波上升沿時，進入CAP中斷程序，讀取TACH1的值，并賦給ophs，它代表了逆變器輸出電壓的相位值。
(2)旁路電壓捕獲中斷程序 該程序的任務是實現旁路電壓過零點的檢測及時刻的讀取，并且計算相差作為PI調節，得出載波周期的總調節量。當CAP口捕獲到旁路電壓對應的方波上升沿時，進入CAP中斷程序，讀取TACH0的值，并賦給Kx，它代表了旁路電壓的相位值。
相位差的計算公式為Phasemin=kx-ophs。當相位差寄存器Phasemin超出鎖相誤差允許范圍時，通過數字PI調節器進行閉環控制，在此采用分段式變PI調節器得出鎖相調節量。
(3)周期中斷程序 在旁路電壓捕獲中斷程序中，已得到一個逆變器輸出電壓周期總的載波周期調節量。此時，采用文獻[4]中提到的分組順序插補方式再調制SPWM，可大大提高一個正弦周期的最小相位差與相位控制分辨率之比。
圖5示出逆變器輸出電壓CAP的中斷程序、周期中斷程序、數字鎖相程序流程圖。可見，相臨的兩次輸入輸出捕獲中斷獲取輸入輸出的相位值。在輸入中斷中，兩值相減得到相位差，繼而判斷相位差處于何種范圍，在程序中對于相位差的大小劃分成大中小3個區間，采用分段式變PI調節，在大區間，P和I的參數值都較大；在中區間，P的值保持不變，I的值減�。辉谛^間，P和I的值都較小。這樣可滿足快而準的鎖相要求。經過PI調節器計算得到一個輸出周期的調節量△-pll，把它累加到上次的T2PR上。在周期中斷中，通過分組線性插補的再調制方式，將該程序分為兩組，計算每次載波周期的周期值 Tc，并賦給PMOD。其中，市電相位相當于給定，而逆變器的輸出電壓相位相當于反饋，PI的輸出用以微調載波周期Tc。設計合理的PI調節器參數，可確保鎖相過程快速、穩定和準確。
2.5 分組線性插補與鎖相精度[5]
一個UPS系統中，當晶振頻率為f，載波最小數單位為1，則最小時基對應1/f，記為T1。載波由采用連續增減技術方式的計數器形成，每個載波周期的最小控制誤差為2T1，載波比為N，則每個輸出正弦周期的最小相位差為2NTl，相位控制分辨率為2NT1/T(T為輸出正弦周期)。由文獻[4]可知，采用分組線性插補再調制方法后，最小相位差為2DTl，相位控制分辨率為2DTl/T。由此可見，采用分組線性插補再調制方法后，相位控制分辨率提高了N/D倍，所分組數D越小，控制分辨率越高。這里，N=64，f=8MHz，則T1=125ns，逆變器的輸出正弦周期T=20ms，若不采用分組線性插補，則每個正弦周期最小相位差為 64×2×125ns=16μs，即(16μs/20ms)×3600=0.2880，相位控制分辨率為2×64×125ns/20ms=0.08%。若采用分組線性插補的方法，取D=2，則每個正弦周期最小相位差為2×2×125ns=0.5μs，即(0.5μs/20ms)×3600=00090，相位控制分辨率為2×2×125ns/20ms=0.0025%。采用分組線性插補后，每個周期的最小相位差減小了，同時相位控制分辨率也有很大的提高，可以實現高精度的鎖相控制。
3 實驗結果
該鎖相方法已成功用于50Hz/220V在線式UPS的鎖相控制中。圖6示出逆變器的輸出電壓uoi和旁路電壓ub實驗波形。
4 結論
探討了采用單片機的數字鎖相控制技術。實驗結果表明，其鎖相精度高，易于實現，而且可以很好地實現逆變器輸出電壓的同步鎖相。實驗結果驗證了該方法的可行性和有效性。
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